本发明属于dc-dc变换领域，具体涉及一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器及其控制方法、稳态分析方法。
背景技术：
1、随着现代微处理器功耗的不断增长，48v总线架构由于配电损耗的降低和整体效率的提高而变得越来越有吸引力。负载点转换器需要具有更高的电压转换比和更大的输出电流，并且在低输出电压下具有高效率和高功率密度。在两级数据中心供电系统中，为了降低后级的电压应力，提高整体效率，前级的转换比通常大于10。
2、buck变换器是dc-dc降压转换中最流行的拓扑，因为其实现简单且成本低。然而，由于buck变换器在高降压比场合下存在占空比极小、电压调节精度低、主开关电流应力大、续流二极管的电压应力大等问题，限制了其在高降压比场合下的应用。
3、在拓扑上实现高降压比通常可以分为以下两类。
4、1)隔离型高降压比dc-dc拓扑，例如，llc谐振变换器通过矩阵变压器和分数匝设计实现高转换比和大电流输出。
5、2)非隔离型高降压比dc-dc拓扑，通常是基于串联电容器和耦合电感器或它们的组合。
6、llc谐振变换器可以在谐振频率下高效地输送功率。然而，动态性能受到控制方法的限制，且如果工作点不在谐振频率，效率将快速下降。为了解决这个问题，有学者提出了llc变换器与buck变换器结合的sigma变换器。llc变换器工作在谐振频率以保持非常高的效率，buck变换器专注于输出电压调节和负载瞬态响应。然而，由于llc变换器在稳定状态下处理大部分功率，而buck变换器在动态过程处理大部分功率，因此llc和buck变换器都必须设计为具有处理整个系统功率的能力。同时，由于并行结构，控制复杂性增加。
7、串联电容buck(sc buck)变换器将开关电容电路和多相buck变换器结合在一起，与传统buck变换器相比，具有更高的降压比、更高的效率和自动均流等优势。然而，由于拓扑中的串联电容器从零开始充电，因此在启动过程中开关管的电压应力很大且不能实现软开关。通过在sc buck中增加谐振腔可以实现软开关，所有开关管在零电压下导通(zvs)，同时低压侧开关在零电流时关断(zcs)。然而，谐振回路的增加产生额外的损耗，同时增加了低压侧开关的电压应力，控制和电路设计也更加复杂。
8、通过结合串联电容器和耦合电感器的拓扑可以实现超高降压比，不仅降低了半导体器件的电压应力，而且显著延长了占空比，同时漏感的存在为实现主开关的软开关提供了条件。然而，由于拓扑中引入了额外的有源和无源元件，特别是耦合电感的引入增加了变换器的成本、体积、重量和电路复杂性，同时降低了变换器的可靠性。
9、除了上述串联电容器和耦合电感器组合结构外，有研究通过结合开关电容拓扑和传统buck拓扑来扩展降压比，buck调节输出电压同时传递能量。然而，这种拓扑的降压比仍然有限，而且buck部分不能实现软开关。此外，有研究结合了双路径混合降压拓扑和sc降压拓扑的优点，提出了一种具有至少1/6降压比的两相串联电容器双路径混合dc-dc变换器，然而，混合结构通过硬开关改变电感器和电容器的串联和并联连接，在开关切换时会产生电流尖峰，这不仅增加了开关的电流应力，而且导致输出电流纹波和电压纹波较大。
技术实现思路
1、本发明提供一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器及其控制方法、稳态分析方法，为了提高电压转换比同时实现软开关，现有结构在开关切换时会产生电流尖峰，这不仅增加了开关的电流应力，而且导致输出电流纹波和电压纹波较大。
2、本发明通过以下技术方案实现：
3、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器，所述变换器采用谐振双路径混合结构作为基本单元，两个基本单元并行交错；
4、所述变换器的每个单元包括有源开关qa、有源开关qc、整流管qb、整流管qd、谐振电容器cr、电容器c1、电容器c2、谐振电感器lr和滤波电感器l；
5、所述有源开关q1a的一端分别与电容器c1的正端和电源vin的正端相连接，所述有源开关q1a的另一端分别与谐振电容器cr1的正端和有源开关q1c的一端相连接，所述谐振电容器cr1的负端与谐振电感器lr1的一端相连接，所述有源开关q1c的另一端分别与滤波电感器l1的一端、滤波电感器l2的一端、电容c0的一端和电阻r0的一端相连接，所述谐振电感器lr1的另一端分别与整流管q1b的一端和滤波电感器l1的另一端相连接；
6、所述整流管q1b的另一端分别与整流管q1d的一端和电容c0的另一端相连接，所述整流管q1d的另一端分别与整流管q2d的一端和电容器c1的正端相连接，所述整流管q2d的另一端分别与谐振电容器cr2的正端和有源开关q2c的一端相连接，所述谐振电容器cr2的负端与谐振电感器lr2的一端相连接，所述有源开关q2c的另一端与滤波电感器l2的另一端相连接，所述谐振电感器lr2的另一端与整流管q2b的一端相连接，所述整流管q2b的另一端分别与有源开关q1a的一端、电容c0的一端和电阻r0的一端相连接；
7、所述有源开关q2a的另一端分别与电容器c2的负端和电源vin的负端相连接。
8、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的控制方法，所述控制方法具体为，基于权利要求所述无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行开关的控制分为[t0-t1]时段、[t1-t2]时段、[t2-t3]时段、[t3-t4]时段、[t4-t5]时段、[t5-t6]时段、[t6-t7]时段、[t7-t8]时段、[t8-t9]时段和[t9-t10]时段；
9、所述设定条件具体为，
10、1)q1a-q2d是理想开关，没有电压降。当不施加驱动信号时，反向导通电阻是无限的；
11、2)两个串联电容器c1、c2足够大以确保电容器的恒定电压；
12、3)两个滤波电感l1和l2具有相同的感值，两个谐振电感lr1和lr2具有相同的数值；
13、4)滤波电感l1和l2足够大以确保其在占空比低于0.5时工作在连续传导模式。
14、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的控制方法，当时间为[t0-t1]时，开关q1b和q1c同时关闭；q1b的体二极管导通为il1和ilr1提供续流通路；ilr1的方向为负并且流过q2c和q2d的体二极管；q1d关断；c1d上的电压为vo；lr1与c1a和c1c谐振；其中c1a从vin/2放电到零；c1c从零充电到vin/2；第二相中的双路径将存储的能量释放到负载；q2b和q2c导通并为il2和ilr2提供续流通路；第二相中谐振网络的微分方程表示为(1)；
15、
16、当时间为[t1-t2]时，q1a在zvs条件下导通；ilr1的方向从负变正；q1b的体二极管仍然导通，并流过il1和ilr1之间的电流差；q1d仍然关断，因此，电流流过c1d并且将c1d中存储的能量释放到负载；c1和c2分别放电和充电；同时，由于c1d上的电压降落，c1c从vin放电到(vin/2-vo)，c2a从(vin/2-vo)充电到vin/2，c2d从零充电到vo；q2b和q2c导通并为il2和ilr2提供续流通路；当c1d上的电压降至零时，此间隔结束；
17、当时间为[t2-t3]时，q1d在zvs条件下开启；ilr1在t2+时刻赶上il1，因此，在t2+之前q1b的体二极管是导通的，lr1上的电压为(vin/2-vcr1)，谐振网络的微分方程可由公式(2)得到；q1b在t2+时刻zcs关断，然后cr1与(lr1+l1)谐振，谐振网络的微分方程可以表示为(3)；q2b和q2c仍然导通并为il2和ilr2提供续流通路；
18、
19、
20、当时间为[t3-t4]时，开关q1a和q1c同时关闭；ilr1的方向为正流过q1d的体二极管；lr1与c1a和c1c谐振，c1a从零充电到(vin/2-vo)，c1c从(vin/2-vo)放电到零；在此时间间隔期间，q1b断开，il1和ilr1之间的电流差流过c1b，并释放c1b中存储的能量；q2b和q2c仍然导通为il2和ilr2提供续流通路；
21、当时间为[t4-t5]时，q1b和q1c在zvs条件下导通。q1b流过il1和ilr1，q1c流过ilr1。l1和l2上的电压为(-vo)，因此il1和il2线性下降。isc-rhb转换器中的四条路径向负载释放能量。谐振网络的微分方程可由(4)获得。
22、
23、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的控制方法，当时间为[t5-t6]时，q2b和q2c同时关闭；q2b的体二极管导通并续流il2和ilr2的总和；ilr2的方向为负流过c2d；lr2与c2a、c2c、c2d、c1d谐振，其中c2a从vin/2放电到零，而c1d从零充电到vin/2，c2c和c2d也被充电，当c2c的电压超过c2d(vin/2-vo)时，根据基尔霍夫电压定律c2a的电压降至零；q1b和q1c仍然导通并且il1和ilr1提供续流通路；
24、当时间为[t6-t7]时，q2a在zvs条件下导通；ilr2的方向从负变为正，并且几乎线性增加；q2b的体二极管仍然导通，并流过il2和ilr2之间的电流差；q2d仍然关断，因此，电流流过c2d并释放c2d中存储的能量；串联电容c1和c2分别被充电和放电；同时，由于c2d上的电压降落，c2c放电到(vin/2-vo)；q1b和q1c仍然导通并且il1和ilr1提供续流通路；当c2d上的电压降至零时，此间隔结束；
25、当时间为[t7-t8]时，q2d在zvs条件下开通；ilr2在t7+时刻赶上il2，因此，在t7+之前q2b的体二极管导通，lr2上的电压为(vin/2-vcr2)，谐振网络的微分方程可由公式(5)得到；q2b在t2+时刻zcs关断，cr2与(lr2+l2)谐振，谐振网络的微分方程可以得到为公式(6)；由于l2的感值较大，ilr2和il2几乎是线性增加的；q1b和q1c仍然导通并且il1和ilr1提供续流通路；
26、
27、
28、当时间为[t8-t9]时，开关q2a和q2c同时关断；ilr2的方向为正流过q2d的体二极管；lr2与c2a和c2c谐振，c2a从零充电到(vin/2-vo)，c2c从(vin/2-vo)放电到零；由于c2a上的电压升高，c1a从(vin-vo)放电到vin/2；在此时间间隔期间，q2b断开，il2和ilr2之间的电流差流过c2b，并释放c2b中存储的能量；
29、当时间为[t9-t10]时，q1b和q1c在zvs条件下导通；q1b流过il1和ilr1，q1c流过ilr1；l1和l2上的电压为(-vo)，因此il1和il2线性下降；isc-rhb转换器中的四条路径向负载释放能量；谐振网络的微分方程可由(4)获得；
30、
31、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，所述稳态分析方法包括利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器及如权利要求2的工作方法的设定条件进行电感直流电流分析，所述设定条件具体为，1)开关的输出电容器c1a-c2d忽略它们的充电和放电时间；
32、2)k＝lr1/l1＝lr2/l2，k<<1；
33、3)ts是开关周期，dts表示从t1到t3或t6到t8的时间，dts表示从t2到t2+或t6至t7+的时间。
34、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，所述利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行电感直流电流分析，所述电感直流电流分析具体为，整个周期可分为三个阶段，即dts、(d-d)ts、(1-d)ts；
35、电感l1的平均电流表示为：
36、il1＝i1·d+ilr12(d-d)+(i1+ilr13)(1-d) (7)
37、其中i1表示第一相的平均电流，ilr11、ilr12和ilr13分别表示三个阶段lr1的平均电流；
38、谐振电容器cr1在稳定状态下满足安-秒平衡：
39、ilr11·d+ilr12(d-d)+ilr13(1-d)＝0 (8)
40、从(2)看出，在dts期间，ilr1近似线性地增加；
41、
42、其中α表示电感器l1的电流纹波率，即α＝δil1/il1；
43、结合公式(7)-(9)，计算il1；
44、
45、近似的，得到il2；
46、
47、从公式(10)和公式(11)能看出，占空比d越大，l1中的电流比例越小，lr1中的电流比例越大，反之亦然；当d＝0.5时，输出电流几乎均匀地分为四条路径，每条路径承载io/4。
48、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行波形推导，所述波形推导具体为，
49、当时间为[t0,t1]时：假设t0处的ilr1和vcr1的值分别为ilr1_0和vcr1_0；ilr1的方向为负，lr1与c1a和c1c谐振，因此，c1a和c1c分别放电和充电；在时间t1时，电流在理想条件下降至零；即
50、
51、当时间为[t1,t2+]时：公式(2)中谐振网络的微分方程如下求解：
52、
53、其中
54、当时间为[t2+,t3]时：谐振过程结束时,ilr1_d(t)和vcr1_d(t)的值是[t2+,t3]期间谐振过程的初始状态；通过使用ilr1_1和vcr_1，公式(3)中的微分方程求解如下：
55、
56、其中
57、当时间为[t3,t4]时：谐振过程结束时的ilr1_d(t)和vcr1_d(t)的值是[t3,t4]期间谐振过程的初始状态；在此间隔期间v1b的平均值约为(vin/2-vcr1_2)/2，并且可以得出lr1两端的平均电压为–(vin/4+vcr1_2/2-vo)，因此，ilr1线性下降；假设ilr1在t4时刻下降到ilr1_3；即
58、
59、其中ilr1_3和vcr1_3分别表示t4时刻的ilr1和vcr1值，tdead表示死区时间；
60、当时间为[t4,t10]时：公式(4)中的微分方程如下求解：
61、
62、其中
63、在稳定状态下，开关周期的开始点处t0的ilr1和vcr1值与在开关周期结束点处t10的值相同，即：
64、ilr1_d’((1-d)ts)＝ilr1_0 (17)
65、vcr1_d’((1-d)ts)＝vcr10 (18)。
66、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行电压转换比推导，所述电压转换比推导具体为，根据伏秒平衡，滤波电感器l1和l2在一个开关周期内的平均电压为零；通过计算一个开关周期内平均开关节点电压vds1b来计算输出电压；节点电压仅在时间间隔c内为非零；
67、时间间隔t2+-t3的等效电路用于计算；
68、
69、由于lr1＜＜l1，vcr1由cr1上的平均电压表示，即(vcr1_1+vcr1_2)/2；
70、因此，简化公式(19)中的表达式；
71、vo＝(d-d)·(vin/2-(vcr1_1+vcr1_2)/2) (20)
72、开始时刻和结束时刻的ilr1分别为ilr1_1和ilr1_2；因此，通过结合公式(10)获得以下表达式。
73、
74、结合公式(18)、公式(20)和公式(21)，得到不同输出电流io和谐振参数lr1、cr1下变换器的电压转换比m＝vo/vin，m在matlab中计算得到。
75、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行zvs条件和谐振参数设计，所述zvs条件和谐振参数设计具体为，为了确保q1a在不同输入电压和不同负载电流下实现zvs，ilr1_0应该足够负；
76、q2d上的电压为零，q2c导通，因此q1d与vo并联，因此谐振电流不会流过q1d；谐振电流有两个回路，一个从lr1和cr1出发，流经c1a，经过c1、q2d、q2c、vo，然后从q1b返回；另一个从lr1和cr1出发，流经c1c，流经vo，并从q1b返回；lr1与c1a和c1c谐振，c1a从vin/2放电到零，c1c从零充电到vin/2；为了确保q1a的zvs操作，应满足公式(22)；
77、
78、类似地，lr2与c1d、c2a、c2c、c2d谐振，因此，c2a放电，c1d、c1c、c2c充电。为了确保q2a的zvs操作，应满足公式(23)，其中ilr2_0表示q2b和q2c关断时的谐振电流ilr2，v2c和v2d分别表示死区时间内q2c和q2d上的电压。
79、
80、比较公式(22)和公式(23)，发现q2a比q1a更难实现软开关。如果未实现zvs，则必须调整谐振网络以获得较低的ilr1_0或ilr2_0；
81、对于q1c，由于当q1a和q1d关断时ilr1达到最大值，因此q1c的zvs更容易实现，q2c也是如此。为了确保q1c和q2c的zvs操作，应分别满足公式(24)和公式(25)。q1b、q1d、q2b、q2d是整流开关，只要合理设置死区时间，实现软开关。
82、
83、
84、一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，除了满足软开关的要求外，谐振参数的选择还应满足最小关断电流，以降低开关损耗并提高系统效率；考虑到软开关和损耗，相同fr下，d越大，ilr1_0越负；相同d下，fr越低，ilr1_0越负；即通过增加cr，可以获得更负的ilr1_0和ilr2_0，反之亦然；io越大，相同d条件下的ilr1_0越负，即对于同一组参数，如果可以在轻载条件下可以实现软开关，则重载条件下一定能实现。
85、本发明的有益效果是：
86、本发明结合了sc-buck变换器的双倍降压优势和谐振混合buck变换器的零电压开关优势。
87、本发明在混合结构中引入谐振腔不仅实现了所有开关的软开关，而且消除了开关切换产生的电流尖峰。
88、本发明的变换器可以消除现有变换器在启动过程中遇到的高开关电压应力问题。
89、本发明具有更低的开关损耗，更低的传导损耗，更低的电压应力以及更低的电感损耗。
1.一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器，其特征在于，所述变换器采用谐振双路径混合结构作为基本单元，两个基本单元并行交错；
2.一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法具体为，基于权利要求所述无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行开关的控制分为[t0-t1]时段、[t1-t2]时段、[t2-t3]时段、[t3-t4]时段、[t4-t5]时段、[t5-t6]时段、[t6-t7]时段、[t7-t8]时段、[t8-t9]时段和[t9-t10]时段；
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，当时间为[t0-t1]时，开关q1b和q1c同时关闭；q1b的体二极管导通为il1和ilr1提供续流通路；ilr1的方向为负并且流过q2c和q2d的体二极管；q1d关断；c1d上的电压为vo；lr1与c1a和c1c谐振；其中c1a从vin/2放电到零；c1c从零充电到vin/2；第二相中的双路径将存储的能量释放到负载；q2b和q2c导通并为il2和ilr2提供续流通路；第二相中谐振网络的微分方程表示为(1)；
4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述当时间为[t5-t6]时，q2b和q2c同时关闭；q2b的体二极管导通并续流il2和ilr2的总和；ilr2的方向为负流过c2d；lr2与c2a、c2c、c2d、c1d谐振，其中c2a从vin/2放电到零，而c1d从零充电到vin/2，c2c和c2d也被充电，当c2c的电压超过c2d(vin/2-vo)时，根据基尔霍夫电压定律c2a的电压降至零；q1b和q1c仍然导通并且il1和ilr1提供续流通路；
5.一种新型无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的稳态分析方法，其特征在于，所述稳态分析方法包括利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器及如权利要求2的工作方法的设定条件进行电感直流电流分析，所述设定条件具体为，1)开关的输出电容器c1a-c2d忽略它们的充电和放电时间；
6.根据权利要求5所述的稳态分析方法，其特征在于，所述利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行电感直流电流分析，所述电感直流电流分析具体为，整个周期可分为三个阶段，即dts、(d-d)ts、(1-d)ts；
7.根据权利要求5所述的稳态分析方法，其特征在于，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行波形推导，所述波形推导具体为，
8.根据权利要求6所述的稳态分析方法，其特征在于，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行电压转换比推导，所述电压转换比推导具体为，根据伏秒平衡，滤波电感器l1和l2在一个开关周期内的平均电压为零；通过计算一个开关周期内平均开关节点电压vds1b来计算输出电压；节点电压仅在时间间隔c内为非零；
9.根据权利要求5所述的稳态分析方法，其特征在于，利用如权利要求1的无变压器软开关高降压比dc-dc变换器的设定条件进行zvs条件和谐振参数设计，所述zvs条件和谐振参数设计具体为，为了确保q1a在不同输入电压和不同负载电流下实现zvs，ilr1_0应该足够负；
10.根据权利要求9所述的稳态分析方法，其特征在于，除了满足软开关的要求外，谐振参数的选择还应满足最小关断电流，以降低开关损耗并提高系统效率；考虑到软开关和损耗，相同fr下，d越大，ilr1_0越负；相同d下，fr越低，ilr1_0越负；即通过增加cr，可以获得更负的ilr1_0和ilr2_0，反之亦然；io越大，相同d条件下的ilr1_0越负，即对于同一组参数，如果可以在轻载条件下可以实现软开关，则重载条件下一定能实现。
