本发明涉及一种软开关功率转换器，更具体涉及arcp(辅助谐振变换极)功率转换器。
背景技术：
1、dc-ac转换器或ac-dc转换器(还分别被称为逆变器或整流器)以期望电压和频率将功率从dc系统转换为ac系统或从ac系统转换为dc系统。因此，逆变器可以作为可调频率电压源操作。输入到逆变器的dc电流可以通过整流器从现有电源网络获得或从电池、燃料电池、光伏阵列等获得。跨逆变器的dc端子的(多个)滤波器电容器提供相当恒定的dc链路电压。具有ac到dc整流器和dc到ac逆变器的配置可以被称为dc链路转换器。
2、脉宽调制(pwm)逆变器广泛用于电机驱动、不间断电源(ups)和公用设施接口。逆变器开关部件可以是简单的电子开关，通常由三个端子或引脚组成，其中一个端子中存在电压或电流允许电流在其他两个端子之间流动。逆变器开关在开关模式下操作，这意味着通过在高开关频率fs下提供控制脉冲，这些逆变器开关被控制为从阻断状态(off状态)过渡到导通状态(on状态)，反之亦然。在pwm调制方案中，提供给开关器件的控制输入的控制脉冲的宽度与(例如，正弦)参考信号的幅度和频率成比例地变化。参考信号的频率决定ac侧上的逆变器的输出频率fo。在阻断状态下，跨开关的电压降最大，而由于阻断状态，所以通过开关的电流理想情况下为零。在导通状态下，流动通过开关的电流最大，但跨开关的电压降最小，理想情况下为零。然而，电子开关器件具有有限的开关时间，即，它们不能立即从导通状态切换到阻断状态，反之亦然。在该过渡间隔(变换)期间，开关既不完全阻断也不完全导通，因此，跨开关的电压和通过开关的电流都不为零。换言之，电压波形和电流波形之间存在相当大的重叠。跨开关的电压和通过开关的电流的同时存在意味着，在该重叠时段期间，功率在器件内被耗散。被称为“开关损耗”的这种功率损耗降低了逆变器的效率，并且当在开关中被耗散时，会对开关器件造成主要的热应力。开关器件移除热量的能力有限。随着热负荷的增加，温度升高，进而降低性能。
3、传统的pwm逆变器在这种“硬开关”条件下操作，在这种“硬开关”条件下，跨开关的电压和通过开关的电流在高开关频率fs下突然从高值变为零，反之亦然，其中电压波形和电流波形之间存在重叠，从而导致开关损耗并且生成大量电磁干扰。开关损耗与开关频率fs成比例，由此限制最大开关频率。高水平的emi由于矩形pwm波形中包含的宽频谱谐波而导致。
4、软开关技术旨在通过在开关事件期间强迫开关处于零电压条件或零电流条件来消除开关损耗。零电压交叉处的开关被称为零电压开关(zvs)，而零电流交叉处的开关被称为零电流开关(zcs)。虽然软开关已经成功应用于诸如dc-dc转换器之类的较简单的应用，但要将其应用于通用逆变器(诸如驱动ac电机)却很困难。辅助谐振变换极(arcp)拓扑结构是软开关逆变器最有前途的途径中的一种途径，并且在电机驱动应用中具有明显的潜在优势。经由合适的谐振电路参数选择，变换期间的输出电压波形可以被整形为电机友好型。因此，降低了电机绝缘和轴承中的应力。在例如文章“the auxiliary resonant commutatedpole converter”，ieee-ias conference proceedings 1990，第1228-35页以及r.w.dedoncker等人的us5047913中对arcp的基本配置和操作进行描述。arcp逆变器包括逆变器的dc链路侧的负(n)dc链路轨道和正(p)dc链路轨道之间的串联连接的dc链路电容。在电容的中心抽头(被称为中性点(np))处提供中性点电压或电位unp。逆变器的每个主开关器件与反并联二极管和谐振电容器相关联。另外，包括谐振电感器和(多个)辅助开关器件的辅助电路连接在中性点和相位输出之间。arcp逆变器和硬开关逆变器之间的区别在于状态之间的变换。在arcp中，变换在有限量的时间内通过辅助电路系统完成。只有当输出需要从一个电压轨道变换到另一电压轨道时，才使用辅助电路。为了确保逆变器输出电压在每个谐振变换周期期间至少达到正dc轨道电压和负dc轨道电压，通过适当控制辅助开关器件和主开关器件的导通时间，在谐振电流中加入升压电流。通过在已知升压时间内向已知谐振电感施加已知电压来控制升压电流的量。谐振器电感器中的预定升压电流电平向谐振操作添加足够能量，以确保输出电压试图过冲相应转换器反并联二极管并且将输出电压箝位到相应轨道电压。理想情况下，主开关在零电压条件下接通和关断，(多个)辅助开关在零电流条件下接通或关断，从而减少出现的开关损耗。因此，可以提高开关频率，而产生的损耗损失无需相当大。这种驱动的低声学噪声在许多应用中都很受欢迎。高开关频率还可以以低失真实现更高的基本输出频率，从而使arcp拓扑结构对高速驱动应用更具吸引力。
5、arcpi拓扑结构的谐振支路容易跨辅助开关产生过电压振荡和潜在过电压，这主要是由于辅助开关和lc谐振电路的反向恢复电流而导致。一种解决方案是使用与传统芯谐振电感器或无芯谐振电感器串联的可饱和电感器。可饱和电感器被设计成为极低电流电平提供高电感，但饱和电流以上电感几乎为零。理论上讲，升压电流会线性增加。在实践中，因为可饱和电感器减缓了电流上升，所以升压电流开始缓慢并逐渐增加，直到在饱和时刻实现完全饱和电流。如果在理论上计算升压时间，假设升压电流线性增加，则在实践中实现的升压电流只是最佳值的一小部分，而无法实现零电压开关条件。可饱和芯电感器面临的挑战在于电感是非线性的，并且依据例如芯材料磁导率、操作温度和频率而变化。因此，当使用可饱和芯电感器时，很难计算出正确的升压时间并且控制升压电流。
技术实现思路
1、本发明的目的是提供一种arcp转换器及其控制，以减轻或克服上述问题。本发明的目的通过根据独立权利要求的arcp转换器和控制实现。本发明的各实施例在从属权利要求中得以公开。
2、本发明的一个方面是一种功率转换器系统，包括：
3、辅助谐振变换极(arcp)转换器支路(具体地，arcp半桥)，具有可饱和芯电感器和连接到dc链路中性点的至少一个双向辅助开关的串联连接；
4、arcp控制器，被配置为控制至少一个双向辅助开关的接通以提供流动通过可饱和芯电感器的辅助电流；以及
5、饱和时刻检测器，被配置为检测在接通至少一个双向辅助开关之后由于辅助电流超过饱和电流而导致的可饱和芯电感器的饱和时刻，
6、其中arcp控制器响应于检测器在所检测到的可饱和芯电感器的饱和时刻之后的预定升压时段内继续提供辅助电流并且由此提供升压电流，以实现期望的总升压电流。
7、在一个实施例中，预定升压时段基于与可饱和芯电感器串联连接的谐振电感器的电感来进行计算，可选地考虑可饱和芯电感器的饱和电感。
8、在一个实施例中，可饱和芯电感器包括初级绕组和次级绕组，辅助电流流动通过初级绕组，并且饱和时刻检测器被连接到次级绕组，并且被配置为基于在次级绕组中感应的电压来检测饱和时刻。
9、在一个实施例中，饱和时刻检测器被连接到dc链路中性点，并且被配置为基于dc链路中性点的电压来检测饱和时刻。
10、在一个实施例中，饱和时刻检测器包括辅助电流感测单元，用于感测辅助电流中的快速改变。
11、在一个实施例中，辅助电流感测单元包括霍尔(hall)传感器或罗戈夫斯基(rogowski)线圈。
12、在一个实施例中，arcp转换器支路还包括：
13、-正dc链路电位和负dc链路电位之间的至少两个主开关器件的串联连接，以交替连接正dc链路电位和负dc链路电位，以及
14、-谐振电容器，与至少两个主开关器件中的每个主开关器件相关联。
15、在一个实施例中，功率转换器系统包括多个arcp转换器支路。
1.一种功率转换器系统，包括：
2.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述预定升压时段基于与所述可饱和芯电感器串联连接的谐振电感器的电感来进行计算，可选地考虑所述可饱和芯电感器的饱和电感。
3.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中
4.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述饱和时刻检测器被连接到所述dc链路中性点，并且被配置为基于所述dc链路中性点的电压来检测所述饱和时刻。
5.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述饱和时刻检测器包括辅助电流感测单元，用于感测所述辅助电流中的快速改变。
6.根据权利要求5所述的功率转换器系统，其中所述辅助电流感测单元包括霍尔传感器或罗戈夫斯基线圈。
7.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述arcp转换器支路还包括：
8.根据权利要求1所述的功率转换器系统，包括多个arcp转换器支路。
