本发明属于电力电子控制，具体涉及基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法
背景技术：
1、随着科学技术的快速发展，人们对轻型电力设备的有了更高的要求。因此如何降低成本、提高供电电源功率密度等已成为人们关注的重点。单电感多输出dc-dc变换器可实现用较少的储能元件达成多路输出，该类变换器能够满足小型设备对体积和性能的高要求，有望成为未来便携式设备的选择方案。相较于传统的dc-dc变换器，当单电感双输出变换器一条支路输出电压由于负载跳变而发生变化，电感向另一条支路提供的能量也会随之发生变化，这将会影响系统的稳定性，同时产生严重的交叉影响。并且，在sido buck-boost变换器中，先导通支路中还存在右半平面零点，给变换器控制带来困难。因此，对于此类变换器如何设计控制策略以减小交叉影响并提高系统性能，成为研究的关注的热点。
2、目前对于sido dc-dc变换器的研究方向主要为对交叉影响的抑制，主要分为两个方向。第一种是分析变换器在不同工作模式的工作特点并利用纹波进行控制，该类控制需要变换器的精确模型，因此需要大量的数学计算。第二种是利用非线性控制策略进行控制。自抗扰控制以扩张状态观测器为核心，对系统的模型精度要求较低，对于非线性、强耦合系统有较高的适应能力，能很好地抑制该类系统的扰动。但是，传统的单环adrc存在着控制效率不高、抗扰性能不足等问题，同时在实际应用中，连续型控制策略的实施也面临着诸多挑战。
技术实现思路
1、本发明的目的是提供基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，有效地解决传统的单环adrc存在着控制效率不高、抗扰性能不足的问题。
2、本发明所采用的技术方案是，基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，具体按照以下步骤实施：
3、步骤1：主路控制设计
4、步骤1.1：ccm sido buck-boost变换器建模
5、步骤1.2：电流内环设计；
6、步骤1.3：电压外环设计；
7、步骤2：支路控制设计即改进型离散分数阶滑模控制器设计
8、步骤2.1：对储能函数进行离散化；
9、步骤2.2：离散型分数阶滑模设计。
10、本发明的特点还在于，
11、步骤1.1具体为，
12、对sido buck-boost变换器进行数学建模，sido buck-boost变换器两结构相同的支路支路a、支路b中选取支路a为先导通支路，选取系统状态变量为x＝[il ua ub]t，输出变量为y＝[ii ua ub]t，il为电感电流，列出状态平均方程为：
13、
14、式(2.1)中，uin为输入电压，ra、ca和rb、cb分别为支路a和支路b的等效电阻和输出电容，ua和ub为支路a和支路b输出电压；
15、根据式(2.1)得到交流小信号方程为：
16、
17、
18、式(2.3)-(2.4)中，db、di分别为主路开关管和支路开关管信号db、di的稳态值，ua、ub、uin、il分别为ua、ub、uin、il的稳态值，
19、由式(2.1)推导出sido buck-boost变换器两支路支路a、支路b的增益ma、mb为：
20、
21、步骤1.2具体为：
22、根据式(2.3)求得变换器的支路b控制db-电感电流il的传递函数gi(s)为：
23、
24、式(4.1)中，a11＝l+cbrarb-2cbdararb+b db2rarb(ca+cb)，a12＝calra+cblrb，a13＝cacblrarb，a14＝l+cararb-2cbdararb+vacadararb+cbda2rarb，
25、c11＝cacbrarb+dbra(ua-ub)，c12＝lrarb+cbrarb(ua-ub)，c13＝cbillrarb。
26、对式(2.3)进行laplace反变换，并改写成自抗扰范式为：
27、
28、将部分已知的模型信息补偿到观测器中，从而提高eso的观测精度，提高系统性能，sido buck-boost变换器在运行过程中，存在外部扰动，也存在系统未建模部分等内部扰动，因此，考虑系统已知模型信息后，式(4.2)变换为：
29、
30、式(4.3)中，b1为输入增益的估计值g(t)为部分已知模型信息，f1为系统总扰动；
31、设电流内环系统状态变量为：
32、根据式(4.3)得系统含模型补偿的扩张状态观测器为：
33、
34、式(4.4)中，和为x1的电流内环系统状态变量的观测值，l1＝[β11β12β13]t为观测器的增益矩阵；
35、设计状态反馈控制率u1为：
36、
37、若eso观测精度足够高，则忽略观测误差，即因此式(4.2)表达为：
38、
39、自抗扰控制中的pd控制器为：
40、
41、式(4.7)中，i为电压外环系统输出值，kp1和kd1为控制器增益，采用带宽法，选择kd1＝2ωc1，其中，ωc1为带宽；
42、观测器增益采用极点配置法，将系统极点配置在ωo1处得：
43、
44、式(4.8)中，ωo1为观测器带宽，l1为观测器增益，i为单位矩阵；
45、根据式(4.4)和(4.8)得基于模型补偿的观测器增益为：
46、
47、为了消除adrc中的误差，式(4.5)中加入前馈补偿，加入前馈补偿后的状态反馈控制率u1为：
48、
49、联立式(4.10)和(4.11)得为：
50、
51、根据式(4.12)，得到关于误差的等式为：
52、
53、分析式(4.13)知因此在控制信号上增加和消除误差；
54、为了使得主路与支路统一将对观测器式(4.4)和控制率式(4.11)进行离散化得：
55、
56、式(4.14)中，t为采样周期。
57、步骤1.3具体为：
58、电压外环采用二阶自抗扰范式，其表达式为：
59、
60、式(4.15)中，y2＝ub，u2＝il，f2为支路间耦合所产生的扰动和外部扰动的总和，b2作为电压外环控制量增益；
61、根据式(2.3)得变换器支路b电感电流-输出电压的传递函数gv(s)为：
62、
63、式(4.16)中，a22＝calra+cblrb，
64、a23＝cacblrarb，
65、a21＝l+cararb-2cbrarb+caua2rarb+cbub2rarb，
66、
67、c21＝ilcacbrarb+rb(ua-ub)，
68、c23＝caillrarb，
69、c22＝illrb+cararb(ua-ub)。
70、对式(4.16)进行laplace反变换，并改写成自抗扰范式为：
71、
72、电压外环eso需要对输出项ua和扰动项f2进行观测，定义电压外环状态变量x2为：
73、
74、根据式(4.18)得电压外环观测器模型为：
75、
76、式(4.19)中，和为x2的电流外环系统状态变量的观测值，选取观测器增益矩阵l2使eso能对系统中各变量实时跟踪；
77、设计状态反馈控制率u2为：
78、
79、式(4.20)中，uaref为支路a参考电压，kp2和kd2为控制器增益；
80、电压外环参数采用极点配置法，将eso所有极点和反馈控制律的所有极点分别都配置到ωc2和ωo2处，此时得控制器增益kp2、kd2以及观测器增益β21、β22、β23分别为：
81、
82、为了使得主路与支路统一，对观测器式(4.19)和控制率式进行离散化得：
83、
84、步骤2.1具体为：
85、定义自抗扰系统状态变量n为：
86、
87、式(3.10)中，n1＝y1，n3＝g；
88、根据式(3.10)设计主路扩张状态观测器为：
89、
90、式(3.11)中，为n的观测值；
91、采用sido buck-boost变换器的电感电流和电容电压构建储能函数y2为：
92、
93、定义能量的误差为e0，以及误差的一阶导数e1分别为：
94、
95、式(3.17)中，y2ref为储能函数参考值；
96、对式(3.17)进行求导化简得：
97、
98、式(3.18)中，
99、
100、根据式(3.17)得到：
101、
102、式(4.38)中，y2ref为变换器的理想输出能量；
103、定义主路的跟踪误差ev1和ev2为：
104、
105、联立式(3.35)和式(4.38)，得：
106、
107、利用向前欧拉法将式(4.39)进行离散化，得到离散域方程为：
108、δ2e0＝rda(k)+h(k)-δ2y2ref (4.40)
109、式(4.40)中，δ为向前差分算子，0＜t＜＜1s为采样间隔，k为采样步数。
110、步骤2.2具体为：
111、改进型新型趋律定义为：
112、||e0(k)α＝t1||e0(k)|αsgn(e0(k)) (4.41)
113、式(4.41)中，0＜α＜1，0＜t1＜1；
114、由于指数滑模趋近律的开关切换项存在抖振，因此，采用式(4.41)来代替传统趋近律，设计整数阶次离散时间型滑模切换函数为：
115、s(k)＝δe0(k)+r1e0(k)+r2||e0(k)||α (4.42)
116、式(4.42)中，0＜r1p＜1，r2＞0，0＜α＜1；
117、g-l形式的分数阶定义为：
118、
119、式(4.43)中，β∈r，表示为分数阶的阶数，t为采样间隔，为一个二项式；
120、上述二项式的定义如下：
121、
122、利用上述g-l定义的分数阶对储能函数轨迹进行追踪减小跟踪误差，将式(4.42)改进为：
123、s(k)＝δe0(k)+r1e0(k)+r2δβ-1||e0(k)||α (4.45)
124、根据式(4.45)推出：
125、s(k+1)＝s(k)+tδ(k)
126、＝s(k)+t(δ2e0(k)+r1e0(k)+r2δβ||e0(k)||)
127、＝s(k)+t(rda(k)+h(k)-δ2y2ref+r1e0(k)+r2δβ||e0(k)||) (4.46)
128、总的滑模控制律为：
129、da(k)＝dre(k)+deq(k)(4.47)
130、其中，到达控制律dre为：
131、dre(k)＝-r-1[m1s(k)+m2s(k)z](4.48)
132、式(4.48)中，0＜m1t＜1，m2＞0，0＜z＜1且为正奇数之比；
133、当s(k+1)-s(k)＝0，利用扩张状态观测器估计出扰动代替h(k)，得等效控制律deq为：
134、
135、式(4.49)中，中为第三章中扩张状态观测器所观测值z4，即
136、扰动误差足够小，并且存在上下界并足够小，因此得出：
137、
138、式(4.50)中，为在离散域中的分量；
139、将式(4.47)代入式(4.46)中得：
140、
141、本发明的有益效果是：
142、本发明基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，首先，对主路adrc进行了改进，引入了级联adrc(c-adrc)，通过增加电流内环，并对系统进行离散化处理，有效提高了系统的稳定性。在此基础上，在电流内环中加入了前馈补偿，大大提高了电流内环的模拟精度，使系统能够更准确地控制参数。其次，在支路中对滑模控制进行改进，选择离散型分数阶滑模，并结合改进型控制律，通过观测器对扰动进行实时观察，从而提高了系统的抗扰性能，让系统能更高效和高精度的追踪。同时，离散化的处理使得控制策略更加贴近实际，具有较强的实用价值，有效的抑制交叉影响提高系统性能。
1.基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
2.根据权利要求1所述的基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，步骤1.1具体为，
3.根据权利要求2所述的基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，步骤1.2具体为：
4.根据权利要求3所述的基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，步骤1.3具体为：
5.根据权利要求4所述的基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，步骤2.1具体为：
6.根据权利要求5所述的基于eso的改进型sido buck-boost变换器控制方法，其特征在于，步骤2.2具体为：
