本发明涉及直流变换器dc-dc，具体地说涉及一种非对称性cllc谐振腔电路、优化计算方法及计算机设备。
背景技术：
1、随着科学技术的发展，新能源汽车也得到广泛的发展。当前市场对新能源汽车充电单元要求越来越高，要求其具有高效率、高可靠性、高功率密度、双向工作等特性。现有的汽车充电谐振拓扑结构主要包括单相llc、双向cllc、双向clllc、移相全桥和srdab等，其工作在软开关条件下，效率较高。
2、基于clllc拓扑结构的充电机，其拓扑结构中高频变压器两侧均有串联的谐振电容与谐振电感，即电路正向、反向运行的交流等效电路结构完全一致，形成对称的结构，它能够在更宽的操作条件范围内保持zvs，保证其整机效率高，输出功率大，且能支持双向工作，满足用车用户所需的v2l等需求。但未考虑同等功率情况下，提高单位功率密度，且clllc拓扑结构中变压器原副边各有谐振电感和谐振电容，增加了谐振电感和变压器设计难度，不利于提高单位功率密度，同时增加了硬件成本。
3、另外，传统的非对称cllc谐振腔电路，双向运行时都实现了软开关，由于是不对称结构，其正向与反向的工作运行的谐振频率特性和增益特性都有所差异，增加了变换器参数设计和控制的复杂性，增加了设计难度。
技术实现思路
1、本发明提供的一种有助于提高单位功率密度、降低原边谐振电感和高频变压器设计难度的非对称性cllc谐振腔电路、优化计算方法及计算机设备，可至少解决上述技术问题之一。
2、为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：
3、一种非对称性cllc谐振腔电路，针对对称性clllc谐振变换器拓扑结构进行等效优化，包括：等效后的原边谐振电感lr_p_d、等效后的原边谐振电容cr_p_d和等效后的副边谐振电容cr_s_d，其中，等效后的高频变压器原边的线圈匝数对副边的线圈匝数的变比为n2_d，等效后的励磁电感lm_d。
4、进一步地，对称性clllc谐振变换器拓扑结构包括：原边谐振电感lr_p、原边谐振电容cr_p、高频变压器t1、副边谐振电感lr_s和副边谐振电容cr_s，其中，高频变压器t1原边的线圈匝数对副边的线圈匝数的变比为n1，高频变压器t1初级励磁电感lr_m。
5、一种非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，采用所述非对称性cllc谐振腔电路实现，包括以下步骤：
6、s1：运用基波分析法推导出对称性clllc谐振变换器拓扑结构的增益-频率表达式；
7、s2：基于增益-频率表达式，多次迭代计算对称性clllc谐振变换器拓扑结构的原边谐振电感lr_p、原边谐振电容cr_p、副边谐振电感lr_s和副边谐振电容cr_s；
8、s3：通过消除变压器漏感对谐振腔励磁电感影响，根据对称性clllc谐振变压器拓扑结构以及kcl及kvl方程，构建等效后的非对称性cllc谐振腔电路模型，并优化计算等效后的非对称性cllc谐振腔电路模型的谐振参数，即等效后的高频变压器原副边变比n2_d、等效后的励磁电感lm_d、等效后的原边谐振电感lr_p_d、等效后的原边谐振电容cr_p_d和等效后的副边谐振电容cr_s_d。
9、进一步地，所述s1中，基于基波分析法和谐振频率对对称性clllc谐振变换器拓扑结构的增益特性进行分析，利用归一化处理，得到增益-频率表达式为：
10、
11、其中：
12、fn为归一化频率，；
13、fs为开关频率；
14、fr为谐振频率，；
15、q为品质因数，；
16、req为负载ro折算到变压器初级等效负载，；
17、k为励磁电感和一次侧谐振电感的比值，。
18、进一步地，所述s1中，在对对称性clllc谐振变换器拓扑结构利用归一化处理增益特性时：
19、折算后二次侧谐振电感和一次侧谐振电感的比值为h，；
20、折算后二次侧谐振电容和一次侧谐振电容的比值为g，；
21、对称性clllc谐振变换器拓扑结构应用于车载充电机obc系统中，为保证能量双向传输一致性，h和g的取值需要满足：
22、h*g=1，且0.8＜h≤1，1.2＞g≥1。
23、进一步地，所述s2中，进一步包括：
24、s21：根据增益-频率表达式，确定对称性clllc谐振变换器拓扑结构的谐振频率fr、开关频率fs以及高频变压器原副边匝数比n1：1，设定死区时间tdead；
25、s22：根据死区时间tdead，确定所选开关管的寄生电容coss，并根据，确定所选高频变压器励磁电感最大值lm_max；
26、s23：根据增益-频率表达式，所选增益区域为单调区域，利用电感比值k与品质因数q的关系，多次迭代计算，选择合适的k值和q值，以确定励磁电感值lm_p和原边谐振电感lr_p，；
27、s24：根据已确定的原边谐振电感lr_p、开关频率fs和谐振频率fr，确定原边谐振电容cr_p，；
28、s25：根据h和g以及已确定的原边谐振电感lr_p和原边谐振电容cr_p，确定副边谐振电感lr_s和副边谐振电容cr_s，，。
29、进一步地，所述s3中，联立以下矩阵式方程：
30、
31、
32、
33、，
34、求得：
35、等效后的原边谐振电容；
36、等效后的副边谐振电容；
37、等效后的高频变压器原副边变比；
38、等效后的励磁电感；
39、等效后的原边谐振电感；
40、其中：
41、u1_p为对称性clllc谐振变换器拓扑结构的原边输入电压；
42、u2_p为对称性clllc谐振变换器拓扑结构的副边输出电压；
43、i1为对称性clllc谐振变换器拓扑结构的原边谐振电流；
44、i2为对称性clllc谐振变换器拓扑结构的副边谐振电流；
45、u1_d为等效后的非对称性cllc谐振腔电路的原边输入电压；
46、u2_d为等效后的非对称性cllc谐振腔电路的副边输出电压；
47、i1为等效后的非对称性cllc谐振腔电路的原边谐振电流；
48、i2为等效后的非对称性cllc谐振腔电路的副边谐振电流。
49、一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述处理器执行上述非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法的步骤。
50、本发明的有益效果体现在：
51、本发明基于clllc拓扑结构方案，通过高频变压器等效模型优化谐振参数，将对称性clllc谐振腔电路转换为非对称cllc谐振腔电路，转换后非对称cllc谐振腔电路不仅继承了对称性clllc谐振腔电路的全部性能，还降低了硬件成本、提高了单位功率密度、降低了原边谐振电感和高频变压器的设计难度，另外，通过等效模型，将高频变压器的漏感等效到原边，有效削减了高频变压器的漏感对励磁电感和原边谐振电感带来的影响。
1.一种非对称性cllc谐振腔电路，其特征在于，针对对称性clllc谐振变换器拓扑结构进行等效优化，包括：等效后的原边谐振电感l<-sub7a56ce30-0ce4-49df-863c-767b9144f520->、等效后的原边谐振电容c<-subdfcf9695-e152-4583-84cd-7a39276c0b78->和等效后的副边谐振电容c<-sub299c7a8a-afb0-4c2a-9dd8-c6935862c7a6->，其中，等效后的高频变压器原边的线圈匝数对副边的线圈匝数的变比为n<-sub4e647ccb-96f1-4261-9b24-e4ac3febff53->，等效后的励磁电感l<-subf1f0d2a5-d204-4171-b4b0-e260a1e5823c->。
2.如权利要求1所述的非对称性cllc谐振腔电路，其特征在于，对称性clllc谐振变换器拓扑结构包括：原边谐振电感l<-sub6670b390-08f0-4ded-a6d8-209c4672cb7d->、原边谐振电容c<-subd127da46-754f-4992-858a-c2bf41e4ac99->、高频变压器t1、副边谐振电感l<-sub1452dcec-9d57-4c1c-80a9-dec7a10f9a4b->和副边谐振电容c<-subf3323a5b-f9b4-45d2-b3c0-a2ada76fabb2->，其中，高频变压器t1原边的线圈匝数对副边的线圈匝数的变比为n<-subcf9de4bb-f503-4abc-857f-6d2da4996e31->，高频变压器t1初级励磁电感l<-subf500ad0a-0035-467f-991d-c80efaeacdfe->。
3.一种非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，采用权利要求1-2中任一项所述非对称性cllc谐振腔电路实现，其特征在于，包括以下步骤：
4.如权利要求3所述的非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，其特征在于，所述s1中，基于基波分析法和谐振频率对对称性clllc谐振变换器拓扑结构的增益特性进行分析，利用归一化处理，得到增益-频率表达式为：
5.如权利要求4所述的非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，其特征在于，所述s1中，在对对称性clllc谐振变换器拓扑结构利用归一化处理增益特性时：
6.如权利要求4所述的非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，其特征在于，所述s2中，进一步包括：
7.如权利要求3所述的非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法，其特征在于，所述s3中，联立以下矩阵式方程：
8.一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，使得所述处理器执行如权利要求3-7中任一项所述非对称性cllc谐振腔电路的优化计算方法的步骤。
