本发明涉及半导体集成电路技术领域，尤其涉及一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置。
背景技术：
频率合成器作为一种重要的电子元器件，在无线收发器中发挥着重要的作用。而随着通信频率的提高，涌现出了越来越多的无线协议，为了兼容更多的协议，基于软件无线电思想的无线收发器成为了研究热点。这就对频率合成器提出了更高的设计要求，需要频率合成器工作在很宽的频率范围，同时满足相位噪声、杂散及频率切换时间的要求。
为了设计软件无线电中的宽带频率合成器，常常采用锁相环(pll，phaselockedloop)环路与后分频电路相结合的方式，这样可以减轻对pll环路的设计要求，仅需要一个相对窄的工作范围的环路，避免环路工作范围太宽导致环路参数变动太大，不利于优化。后分频电路主要是对pll环路的输出信号进行混频及分频的处理，在有限的输入频率范围内得到较宽的输出频率范围。同时，由于一般的无线收发器均采用i/q两路工作的方式，故需要频率合成器提供正交的本振信号。因此，在后分频电路中往往需要采用基于被动式负阻结构的正交单边带混频器。
基于被动式负阻结构的正交单边带混频器一般是基于双平衡结构的吉尔伯特结构，典型电路结构如图1所示，这种结构可以有效的抑制输入本振信号。
在现有技术中，正交单边带混频器的被动式负载的结构设计有以下两种方案：
技术方案一：目前广泛采用的负载结构之一为lc负载，通过lc谐振来进行频率选择，只有在谐振点附近的频率才能被放大，而其余信号如镜像信号则会被抑制。
该技术方案的缺陷为：lc负载工作频率范围受q值影响，当q值大时，频率选择性好，但是工作频率范围窄，而当q值小时，工作范围有改善，但是频率选择性变差。
技术方案二：另一种广泛采用的负载技术为lc交叉负阻，这种结构借鉴了压控振荡器(vco,voltagecontrolledoscillator)结构中的交叉负阻，通过交叉对管产生负阻，从而增加负载等效q值，提高频率选择性。
该技术方案的缺陷为：这种结构由于是借鉴的vco中的负阻结构，如果负阻值过大，整个电路存在振荡的风险。同时，与技术方案一类似，该结构存在工作频率范围与频率选择性相矛盾的问题，虽然采用负阻提高了q值，但是整个结构可以工作的频率范围变窄了，不适合于宽带频率合成器电路设计。
技术实现要素：
针对现有的单边带混频器负载不能同时兼顾工作频率范围与频率选择性的问题，本发明提出了一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，本发明具有同时兼顾工作频率范围与频率选择性的优势。
本发明提供了一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，包括第一单边带混频器、第二单边带混频器、第一缓冲器和第二缓冲器；
所述第一单边带混频器包括第一混频电路、第二混频电路、第一加法电路和第一被动式负阻；
所述第一混频电路的输入信号为第一输入信号和第三输入信号；所述第二混频电路的输入信号为第二输入信号和第四输入信号；
所述第一输入信号和所述第三输入信号经所述第一混频电路混频处理后，得到第一混频信号；所述第二输入信号和所述第四输入信号经所述第二混频电路混频处理后，得到第二混频信号；
反相180度处理后的所述第二混频信号与所述第一输入信号经所述第一加法电路相加后，流经所述第一被动式负阻，从所述第一缓冲器输出，得到i路输出信号。
优选地，所述第一单边带混频器和所述第二单边带混频器的结构完全一致。
优选地，所述第二单边带混频器包括第三混频电路、第四混频电路、第二加法电路和第二被动式负阻；
所述第三混频电路的输入信号为第五输入信号和第七输入信号；所述第四混频电路的输入信号为第六输入信号和第八输入信号；
所述第五输入信号和所述第七输入信号经所述第三混频电路混频处理后，得到第三混频信号；所述第六输入信号和所述第八输入信号经所述第四混频电路混频处理后，得到第四混频信号；
所述第三混频信号与所述第四混频信号经所述第二加法电路相加后，流经所述第二被动式负阻，从所述第二缓冲器输出，得到q路输出信号。
优选地，所述第一输入信号和所述第二输入信号相互正交；
所述第三输入信号和所述第四输入信号相互正交。
优选地，所述第一输入信号、所述第二输入信号的输入频率是所述第三输入信号、所述第四输入信号的输入频率的两倍。
优选地，所述第一缓冲器的输出信号与所述第二缓冲器的输出信号相互正交。
优选地，所述第一缓冲器和所述第二缓冲器为全差分结构。
优选地，所述第一被动式负阻包括第一mos管、第二mos管、第三mos管和第四mos管；
所述第一mos管和第二mos管交叉耦合；
所述第三mos管的源极和所述第四mos管的源极相连；
所述第三mos管的栅极连接所述第一mos管的漏极和所述第二mos管的栅极；
所述第四mos管的栅极连接所述第二mos管的漏极和所述第一mos管的栅极；
所述第三mos管的漏极和所述第一mos管)的源极相连；
所述第四mos管的漏极和所述第二mos管的源极相连。
优选地，所述第一单边带混频器还包括开关电容阵列和电感；
所述开关电容阵列和所述电感并联连接；
所述开关电容阵列采用n位开关对控制，用于扩展所述正交单边带混频装置的频带；其中，n为大于1的正整数。
优选地，所述n位开关对采用源极衰减，用于提升所述正交单边带混频装置的线性度。
本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
本发明采用一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，所述的被动式负阻结构在小信号摆幅的情况下呈现出正常的lc特性，q值低，工作频率范围很宽；当信号摆幅增加，负载电路进入深线性区，电路呈现出负阻特性，等效负载q值增加，频率选择能力增强。因此，在正交单边带混频装置中采用此结构，可以同时兼顾工作频率范围和频率选择性能，在很宽的频带内提供较好的镜像抑制率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其它的附图。
图1(a)为本发明背景技术提供的正交单边带混频器i路电路原理图；
图1(b)为本发明背景技术提供的正交单边带混频器q路电路原理图；
图2为本发明背景技术提供的l-c负载电路原理图；
图3为本发明背景技术提供的交叉负阻结构电路原理图；
图4为本发明实施例提供的一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的被动式负阻的电路原理图；
图6为本发明实施例提供的被动式负阻结构中电压电流及瞬态电阻仿真结果图；
图7为本发明实施例提供的被动式负阻结构中电流之间的相量表示的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供了一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，如图4所示，包括第一单边带混频器100、第二单边带混频器200、第一缓冲器300和第二缓冲器400。其中，第一缓冲器300和第二缓冲器400为全差分结构。
具体地，第一单边带混频器100包括第一混频电路101、第二混频电路102、第一加法电路103和第一被动式负阻104；第一混频电路101的输入信号为第一输入信号sin1和第三输入信号sin3；第二混频电路102的输入信号为第二输入信号sin2和第四输入信号sin4；第一输入信号sin1和第三输入信号sin3经第一混频电路101混频处理后，得到第一混频信号smix1；第二输入信号sin2和第四输入信号sin4经第二混频电路102混频处理后，得到第二混频信号smix2；反相180度处理后的第二混频信号smix2与第一混频信号smix1经第一加法电路103相加后，流经第一被动式负阻104，从第一缓冲器300输出，得到i路输出信号souti。
第二单边带混频器200包括第三混频电路201、第四混频电路202、第二加法电路203和第二被动式负阻204；第三混频电路201的输入信号为第五输入信号sin5和第七输入信号sin7；第四混频电路202的输入信号为第六输入信号sin6和第八输入信号sin8；第五输入信号sin1和第七输入信号sin7经第三混频电路201混频处理后，得到第三混频信号smix3；第六输入信号sin6和第八输入信号sin8经第四混频电路202混频处理后，得到第四混频信号smix4；第三混频信号smix3与第四混频信号smix4经第二加法电路203相加后，流经第二被动式负阻204，从第二缓冲器400输出，得到q路输出信号soutq。
i路输出信号souti和q路输出信号soutq相互正交。
其中，第一输入信号sin1和第二输入信号sin2相互正交；第三输入信号sin3和第四输入信号sin4相互正交；第五输入信号sin5和第六输入信号sin6相互正交；第七输入信号sin7和第八输入信号sin8相互正交；第一输入信号sin1、第二输入信号sin2的输入频率是第三输入信号sin3、第四输入信号sin4的输入频率的2倍；第五输入信号sin5、第六输入信号sin6的输入频率是第七输入信号sin7、第八输入信号sin8的输入频率的2倍；第一输入信号sin1和第五输入信号sin5完全相同；第二输入信号sin2和第六输入信号sin6完全相同；第三输入信号sin3和第八输入信号sin8完全相同；第四输入信号sin4和第七输入信号sin7完全相同。
例如，当第一输入信号sin1＝cos(wt)时，第二输入信号sin2＝sin(wt),第三输入信号sin3＝cos(wt/2)，第四输入信号sin4＝sin(wt/2)，第五输入信号sin5＝cos(wt)，第六输入信号sin6＝sin(wt)，第七输入信号sin7＝sin(wt/2)，第八输入信号sin8＝cos(wt/2)，故：
第一混频信号smix1＝sin1*sin3＝cos(wt)cos(wt/2)；
第一混频信号smix2＝sin2*sin4＝sin(wt)sin(wt/2)；
进而得出：
i路输出信号souti＝smix1-smix2＝cos(wt)cos(wt/2)-sin(wt)sin(wt/2)＝cos(3wt/2)；
同理，得到q路输出信号soutq＝smix3+smix4＝cos(wt)sin(wt/2)+sin(wt)cos(wt/2)＝sin(3wt/2)。
由此可得，i路输出信号souti和q路输出信号soutq相互正交。
进一步地，如图5所示，本发明中的第一被动式负阻104包括第一mos管m1、第二mos管m2、第三mos管m3和第四mos管m4；所述第一mos管m1和第二mos管m2交叉耦合；第三mos管m3的源极和第四mos管m4的源极相连；第三mos管m3的栅极连接第一mos管m1的漏极和第二mos管m2的栅极；第四mos管m4的栅极连接第二mos管m2的漏极和第一mos管m1的栅极；第三mos管m3的漏极和第一mos管m1的源极相连；第四mos管m4的漏极和第二mos管m2的源极相连。在具体实施例中，第一被动式负阻104还连接开关电容阵列105和电感l。其中，开关电容阵列的一端连着第一mos管m1的漏极，另一端连接着第二mos管m2的漏极；电感l一端连接着第一mos管m1的漏极，另一端连接着第二mos管m2的漏极。
具体地，开关电容阵列单元105包括一条或至少两条并联的电容支路，每条开关电容支路都设置有一个开关ki(i＝1、2、3、4……n，n为大于1的正整数)和两个容值相等的电容ci(i＝1、2、3、4……n，n为大于1的正整数)，且开关ki设置在两个电容之间。例如，第一条开关电容支路上设置有一个开关k1和两个容值相等的电容c1，其它开关电容源支路结构与第一条开关电容源支路的结构相同或相似，这里不再一一赘述。多条并联的开关电容支路通过数字控制位进行开断控制，以调整开关电容的电容值，用于扩展本发明设计的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置的频带。另外，n位开关对采用源极衰减，用于提升本发明正交单边带混频装置的线性度。
在本实施例中，图5中涉及的参数定义如下：
i1：第三mos管m3的源漏电流；
i2：开关电容阵列的输入电流；
ip：电流源的p路输入电流；
in：电流源的n路输入电流；
va：第三mos管m3的漏极电压；
vsg：电源到第一mos管m1的漏极之间的电压；
voutp：m点的输出电压；
voutn：n点的输出电压。
被动式负阻的工作原理为：当voutp和voutn摆幅很大，m3和m4有可能会进入线性区。当voutp减小时，voutn增加，va增加；而voutp减小，意味着m3的vsg增大，但此时m3的vsd减小，若m3此时工作在深线性区，则此时m3的源漏电流i1是减小的。由于voutp减小，电源到m1的漏极之间的电压vsg是增加的，但此时i1是减小的，因此出现负阻。被动式负阻仿真结果如图6所示，在虚线a和虚线b之间的区域，vsg增加，但是电流i1是减小，因此呈现负阻。
被动式负阻只有当摆幅达到一定程度后迫使m3/m4进入深线性区后才会出现，小摆幅时是不会主动出现的，因此相对于传统型负阻结构来说，不会在噪声的影响下形成正反馈，也就是降低了振荡的风险。
当触发被动式负阻后，会提升整体负载的q值，在输入电流一定时，q值越大，被动式负载阻抗越大，导致输出摆幅就越大，输出摆幅提高会使得m3/m4更长时间的进入深线性区，进一步提升q值，形成正反馈。另一方面，由于电流ip固定，电流i1和i2之间存在一个向量关系，如图7所示：当被动式负阻出现，电流ip不变，电流i1减小时，为了满足这个向量关系，电流i2也将减小，这样就减小了谐振腔二端的摆幅，进而减小m3/m4进入线性区的时间，形成了一个负反馈。当这二种机制相互平衡时，电路达到稳定状态。
本发明主要针对现有的单边带混频器负载不能同时兼顾工作频率范围与频率选择性的问题，提出了一种基于被动式负载结构的正交单边带混频装置。本发明中的被动式负载结构在小信号摆幅的情况下呈现出正常的lc特性，q值低，工作频率范围宽。当信号摆幅增加，负载电路进入深线性区，电路呈现出负阻特性，等效负载q值增加，频率选择能力增强。因此，在正交单边带混频装置中采用此结构，可以使本发明同时兼顾工作频率范围与频率选择性的优势；另外，在很宽的频率范围内，本发明可以提供较大的镜像抑制率。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
1.一种基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述正交单边带混频装置包括第一单边带混频器(100)、第二单边带混频器(200)、第一缓冲器(300)和第二缓冲器(400)；
所述第一单边带混频器(100)包括第一混频电路(101)、第二混频电路(102)、第一加法电路(103)和第一被动式负阻(104)；
所述第一混频电路(101)的输入信号为第一输入信号(sin1)和第三输入信号(sin3)；所述第二混频电路(102)的输入信号为第二输入信号(sin2)和第四输入信号(sin4)；
所述第一输入信号(sin1)和所述第三输入信号(sin3)经所述第一混频电路(101)混频处理后，得到第一混频信号(smix1)；所述第二输入信号(sin2)和所述第四输入信号(sin4)经所述第二混频电路(102)混频处理后，得到第二混频信号(smix2)；
反相180度处理后的所述第二混频信号(smix2)与所述第一输入信号(sin1)经所述第一加法电路(103)相加后，流经所述第一被动式负阻(104)，从所述第一缓冲器(300)输出，得到i路输出信号(souti)。
2.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一单边带混频器(100)和所述第二单边带混频器(200)的结构完全一致。
3.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第二单边带混频器(200)包括第三混频电路(201)、第四混频电路(202)、第二加法电路(203)和第二被动式负阻(204)；
所述第三混频电路(201)的输入信号为第五输入信号(sin5)和第七输入信号(sin7)；所述第四混频电路(202)的输入信号为第六输入信号(sin6)和第八输入信号(sin8)；
所述第五输入信号(sin5)和所述第七输入信号(sin7)经所述第三混频电路(201)混频处理后，得到第三混频信号(smix3)；所述第六输入信号(sin6)和所述第八输入信号(sin8)经所述第四混频电路(202)混频处理后，得到第四混频信号(smix4)；
所述第三混频信号(smix3)与所述第四混频信号(smix4)经所述第二加法电路(203)相加后，流经所述第二被动式负阻(204)，从所述第二缓冲器(400)输出，得到q路输出信号(soutq)。
4.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一输入信号(sin1)和所述第二输入信号(sin2)相互正交；
所述第三输入信号(sin3)和所述第四输入信号(sin4)相互正交。
5.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一输入信号(sin1)、所述第二输入信号(sin2)的输入频率是所述第三输入信号(sin3)、所述第四输入信号(sin4)的输入频率的两倍。
6.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一缓冲器(300)的输出信号与所述第二缓冲器(400)的输出信号相互正交。
7.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一缓冲器(300)和所述第二缓冲器(400)为全差分结构。
8.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一被动式负阻(104)包括第一mos管(m1)、第二mos管(m2)、第三mos管(m3)和第四mos管(m4)；
所述第一mos管(m1)和第二mos管(m2)交叉耦合；
所述第三mos管(m3)的源极和所述第四mos管(m4)的源极相连；
所述第三mos管(m3)的栅极连接所述第一mos管(m1)的漏极和所述第二mos管(m2)的栅极；
所述第四mos管(m4)的栅极连接所述第二mos管(m2)的漏极和所述第一mos管(m1)的栅极；
所述第三mos管(m3)的漏极和所述第一mos管(m1)的源极相连；
所述第四mos管(m4)的漏极和所述第二mos管(m2)的源极相连。
9.如权利要求1所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述第一单边带混频器(100)还包括开关电容阵列(105)和电感(l)；
所述开关电容阵列(105)和所述电感(l)并联连接；
所述开关电容阵列(105)采用n位开关对控制，用于扩展所述正交单边带混频装置的频带；其中，n为大于1的正整数。
10.如权利要求9所述的基于被动式负阻结构的正交单边带混频装置，其特征在于，所述n位开关对采用源极衰减，用于提升所述正交单边带混频装置的线性度。
技术总结